Схема истокового повторителя на полевом транзисторе кп303

Повторители на ПТ

Истоковый повторитель является аналогом эмиттерного и катодного повторителей. Повторители на ПТ имеют высокое входное сопротивление (>100МОм) и выходное сопротивление равное сопротивлению канала в рабочей точке. Сопротивление канала обратно пропорционально значению крутизны при рабочем токе стока и определяется выражением (3). В отличие от повторителя на БТ, смещающего выходной сигнал «к земле» на 0,6 вольт, повторитель на ПТ смещает выходной сигнал относительно входа к «+» питания на величину:

где U_оТ1 и I_оТ1 напряжение отсечки и начальный ток стока Т1.

Рис.4. Истоковый повторитель

Наиболее распространен истоковый повторитель по схеме рис.4А. Т.к. ПТ нагружен на сопротивление R₁, то его сопротивление вместе с сопротивлением канала транзистора образуют делитель напряжения, уменьшающий Ku до значения 0,8-0,9 (типичные значения для подобных схем).

Коэффициент усиления по напряжению несложно приблизить к 1, заменив резистор в цепи истока источником тока (рис.4В). Кроме того, использование источника тока в цепи истока значительно снижает нелинейные искажения, вызываемые изменением сопротивления канала при работе с сигналами большого уровня.

Такой каскад можно рекомендовать как преобразователь импеданса для организации «байпаса» или при использовании в последующих каскадах малошумящих ОУ на биполярных транзисторах и т.д.

И последняя схема (рис.3С) построена на ПТ с каналами разного типа. Среди отечественных ПТ такие пары образуют КП303Ж-КП103Ж; КП303А-КП103И; КП303В-КП103К. При использовании транзисторов с отсечкой менее 1V (КП303Ж-КП103Ж) и отличающихся друг от друга начальным током стока не более чем на 20%, резисторы R2 и R3 можно исключить совсем. Емкость затвор-исток ПТ с каналом р-типа в несколько раз выше входной емкости n-канальных ПТ, поэтому единственный недостаток такого повторителя – примерно в пять раз большая входная емкость. Выходное же сопротивление такого повторителя приблизительно в два раза ниже, чем на схемах 4А или 4В.

Ниже приведено несколько практических схем повторителей на ПТ.

Рис.5.Практические схемы повторителей на ПТ.

На рис.5А использованы транзисторы с существенно разными напряжением отсечки и начальным током стока (для КП303Е U=3..6V/I=8..15mA, для КП303Ж U=0,5..0,8V/I=0.5..0,8mA). Выходной сигнал согласно формуле (4) автоматически смещается «на верх», что позволяет подключать такой повторитель к источнику, гальванически связанному с землей (н-р, непосредственно к ЗС гитары). Максимальная амплитуда положительной полуволны в этом случае на 0,3V больше U_зи по формуле (4).

На рис.5В повторитель построен на сборке из двух почти одинаковых ПТ в составе сборки: повторитель имеет очень малые искажения и практически нулевой сдвиг выхода относительно входа. Выходное сопротивление – около 1кОм.

На рис.5С изображена практическая реализация простейшего пушпульного повторителя на ПТ (ограничивает сигнал в отличие от повторителя на БТ кругло). Из-за параллельного включения транзисторов по переменному току уровень шума теоретически снижается на 3дб (на практике 0..1дб из-за более высокого шума р-канальных ПТ). Входная емкость – 30пФ, выходное сопротивление – около 300 Ом.

Элементы R1,R2,C1 в схемах по рис.5В и ри.5С при подключении непосредственно к каскадам с выходным потенциалом равным +1/2Uп следует исключить.

Классическая схема с общим истоком (ОИ)

Внешне аналогична распространенной ламповой схеме с общим катодом.

Рис.6. Схема с общим истоком.

Передаточные характеристики каскада с ОИ, определяются следующими выражениями:

Входное сопротивление: R_вх=R1,

где: R_c– сопротивление нагрузки в цепи стока;

r_i– внутреннее сопротивление ПТ (сопротивление канала, умноженное на мю);

g– крутизна ПТ при заданном токе стока.

Т.к. каскад с ОИ нагружен в цепи стока на резистор сравнительно небольшого номинала, то влиянием внутреннего сопротивления ПТ можно пренебречь, и для этого случая:

(В схеме с общим катодом резистор в цепи анода имеет сопротивление, больше внутреннего сопротивления лампы, поэтому общее усиление каскада будет определятся в основном внутренним сопротивлением лампы).

Емкость в цепи истока влияет на АЧХ каскада. В итоге усиление на частотах ниже f_H определяется формулой:

А на частотах выше f_B – выражением:

Подставим сюда выражение для крутизны и, приняв, за U_R – падение напряжения на R_C получим:

Как видно из формулы (9) коэффициент усиления можно увеличить:

· выбрав ПТ с большим начальным током стока;

· выбрав ПТ с малым напряжением отсечки;

· увеличивая напряжение питания и сопротивление в цепи стока;

· уменьшая ток стока ПТ.

Реально достижимый коэффициент усиления по напряжению каскада с резистивной нагрузкой составляет в районе от 3 до 30 раз.

Наибольшее влияние на коэффициент усиления каскада оказывает выбор рабочего тока стока I_c, значение которого следует выбирать достаточно малым (0,1..0,3mA). Это достигается выбором U_зи близким к напряжению отсечки. В линейных устройствах такой режим не используется, т.к. для него характерен большой уровень нелинейных искажений, но в нашем случае это не недостаток, а скорее достоинство. Только надо иметь ввиду, что при уменьшении тока стока ухудшаются шумовые характеристики ПТ (пропорционально корню четвертой степени из тока стока), поэтому в самом первом (от гитары) каскаде ток стока лучше выбирать в районе ¼ начального тока стока – в этом случае достигается максимальный динамический диапазон по входу. (Рассуждения эти относятся не к этому конкретно каскаду, а ко всем каскадам на ПТ по схеме ОИ с любым типом нагрузки).

При выборе U_зи=U_о–0,6V, кроме того, достигается наибольшая термостабильность рабочей точки.

Обычный каскад по схеме ОИ с резистивной нагрузкой (рис.6) имеет ряд недостатков, которые делают его малопригодным для использования в гитарной электронике.

1. Невысокий коэффициент усиления каскада (даже при использовании ПТ с малой отсечкой и высокой крутизной типа 2SK170, 2SK117 и им подобных усиление каскада редко достигает 30);

2. Необходимость установки режимов по постоянному току. Каскад, спроектированный под ПТ с определенными параметрами, вообще не будет работать как усилительное устройство при установке ПТ с U или I, большими или меньшими более чем на 25%. С учетом того, что разброс параметров ПТ в пределах одной серии и типа может превышать 50% – каскад будет неработоспособен (без подстройки) в половине (а то и больше) случаев при использовании других ПТ этой же серии;

3. Спектр ограниченного таким каскадом сигнала имеет много высокочастотных составляющих, не самым благоприятным образом украшающих звук.

Единственным и достаточно сомнительным достоинством такого каскада является его относительная простота. Из всего вышесказанного следует, что применение таких каскадов для обработки сигнала гитары не является самым лучшим решением.

Источник

Тема: Истоковый повторитель

Опции темы

Поиск по теме

Истоковый повторитель

Вот по этой схеме собрал истоковый повторитель транзисторы кп303г ,питание 5в стабилизировано . в ветке ЦШ Макеевская сказали что номиналы R1R2 слишком большые . кто может помочь и подсказать.. В теме о макеевской цш молчок , создал эту тему..

R1 и R2 в районе 100 Ом. R3 достаточно и 1 мОм, чтобы не искать столь дифицитный номинал.

спасибо!! ща попробую, результат отпишу!!

я бы поставил такие номиналы:
R1=300
R2=1-3ком подобрать таким чтобы на стоке Т2 было примерно половина питания
R3=100ком. 1мом некритично

на 80м цш работает на 160 и 40 нет. в раздумьях поставил 150ом. входной 3пф

Добавлено через 10 минут(ы) :

Последний раз редактировалось BEAR; 22.09.2013 в 21:14 .

Это не повторитель,а неудачный усилитель.
Сделайте просто повторитель,для этого:
1) Выкиньте Т2
2)Затвор Т1 соедините с его ИСТОКОМ через резистор 0,3-1,0 мом
3)R1 подберете,чтобы на истоке было абт половина Uпит (около 1 ком ,но может туда-сюда)
4)С1 по устойчивости показаний ( может и больше Вашего)
5)Сигнал снять с истока абт 3000 пф и больше.
6)Первый элемент «логики»- в активный режим. 73

BEAR, прочтите МРБ226 в Публ.библиотеке,это о повторителях. ни о каком другом каскаде не написано столько,как о повторителях.Там номограммы,таблицы.. ..очень непрост этот каскад,дать рецепт на все «случаи жизни» невозможно ,особенно если он должен работать в широком диапазоне частот. его нужно расчитывать.

Последний раз редактировалось ex RL7/ A-Ata; 22.09.2013 в 23:49 .

Добавлено через 7 минут(ы) :

ошибку исправил 1мом на корпус. на истоке 3.35в

Последний раз редактировалось BEAR; 23.09.2013 в 01:12 .

А зачем вообще нужен этот самый истоковый повторитель? Каскад на ПТ с ОИ и так по умолчанию имеет высокое входное сопротивление. Поставить ему сток резистор чтобы на стоке было половина питания и все

ЦШ макеевская влияет на работу трансивера . после развязки влияния нет . вчера заметил. похоже цш сажала уровень гпд.

Источник

3.2 Линейные схемы на полевых транзисторах (III)

3.2.6 Истоковые повторители

Низкая крутизна полевых транзисторов часто делает более выгодным использование их в качестве «истоковых повторителей» ( по аналогии с «эмиттерными повторителями» ) — буферов на входе обычных биполярных усилителей, вместо попытки построения на ПТ всего усилительного каскада. Буфер даёт высокий входной импеданс и нулевой ток на постоянном сигнале, а высокая крутизна биполярного каскада позволяет получить большое усиление. Кроме того, дискретные ПТ ( т.е. не являющиеся составной частью ИМС ) имеют бОльшую межэлектродную ёмкость, чем биполярные, т.е. сильнее страдают от эффекта Миллера ( §2.4.5.B ), мешающего работе усилителей с общим истоком. А в схеме с истоковым повторителем, как и в эмиттерном варианте, эффект Миллера отсутствует.

Повторители на ПТ часто используются во входных каскадах осциллографов и прочих измерительных приборов. Есть много мест, где источник изначально имеет высокое сопротивление, например, конденсаторные микрофоны, pH-метры, счётчики частиц, микроэлектроды в биологии и медицине. Во всех подобных случаях полевые транзисторы ( как дискретные, так и интегральные ) во входном каскаде — хорошее решение. Бывают ситуации, когда промежуточный каскад не должен потреблять ток. Типичные примеры — схема «выборки-хранения» и «пиковый детектор», в которых потенциал на конденсаторе хранения будет проседать , если следующий каскад потребляет заметный ток. Во всех перечисленных ситуациях пренебрежимо малый ток ПТ с лихвой компенсирует низкую крутизну, превращая истоковый повторитель ( или даже усилитель с общим истоком ) в привлекательную альтернативу биполярным схемам.

Простейший истоковый повторитель показан на рис. 3.40 . В идеальном случае он должен воспроизводить точную копию входного сигнала, не потребляя тока по входу. Рассчитаем её параметры: рабочую точку в состоянии покоя, точное значение усиления, выходной импеданс и сдвиг напряжения от входа к выходу.

Рис. 3.40 n-канальный истоковый повторитель. В отличие от эмиттерного повторителя на npn транзисторе, в котором выход повторяет входной сигнал со смещением \(V_\) ≈ 0.6V , выход данной схемы положительнее входа

3.2.6.A Рабочая точка в состоянии покоя

Анализ истокового повторителя сложнее, чем его биполярного аналога, где напряжение на эмиттере просто следует за напряжением на базе с относительно постоянным ( и поддающимся расчёту ) смещением \(V_\) ≈ 0.6V . Происходит это из-за гораздо более мягкой ( и менее предсказуемой ) передаточной характеристики ( \(I_D\) от \(V_\) ). Та же проблема возникала в источнике тока на ПТ ( §3.2.2 ) и усилителе ( §3.2.3 ).

Здесь можно использовать тот же итеративный подход, выясняя напряжение на истоке \(V_S\) в состоянии покоя ( а значит, и \(V_=-V_S\) ) , которое вызывает появление тока истока \(I_S\) ( а значит, и \(I_D\) точно такой же величины ). Делать это можно, интерполируя график с рис. 3.21A ( семейство кривых тока \(I_D\) в зависимость от \(V_\) для некоторого набора \(V_\) ) или смещая вверх-вниз график передаточной функции ( зависимость \(I_D\) от \(V_\) для фиксированного \(V_\), см. рис. 3.41 ) , пока не будет найдена точка, в которой \(I_DR_L=–V_\) .

Решение удобно находить графическим методом, активно использовавшимся во времена электронных ламп — методом «нагрузочных линий». С его помощью рабочая точка находится сразу [* см. также Приложение _F ] .

3.2.6.B Метод нагрузочных линий

Чтобы найти рабочую точку истокового повторителя 3.40 , достаточно обратить внимание, как выглядит на вольтамперная характеристика нагрузочного резистора \(R_L\) , наложенная на график \(V_\)–\(I_S\) транзистора. Имеем уравнение \(I_SR_L=-V_\) . Его решение можно начертить поверх графика передаточной функции ( рис. 3.41 ) в виде обычной прямой линии с наклоном –1/\(R_L\) [* из точки 0V:0 mA в точку \(-V_:I_S\) ] . Отметим, что идёт она с «обратным наклоном» [* опускается слева-сверху вправо-вниз ] , потому что \(V_S=–V_\) . Рабочая точка схемы принадлежит одновременно и прямой [* ВАХ резистора ] и графику передаточной функции ПТ, т.е. находится в точке их пересечения. В примере для \(R_L\)=1 kΩ рабочая точка лежит на уровне \(V_S\)=+1.6V , при котором \(I_D\)=1.6 mA ( по самому нижнему графику для 2N5458 ).

Рис. 3.41 Результаты измерения функции передачи для некоторого количества n-канальных 2N5457 и 2N5458 при \(V_\)=10 V . Графики проходят за границу \(I_\) в положительную область до \(V_\)=0.6V. Для OmSemi показаны данные для самого низкого, среднего и высокого \(I_\) в группе из 10 транзисторов

[* Авторы постоянно используют величину 1/\(R\) , вероятно, потому что она имеет ту же размерность, что и крутизна. В прямоугольных координатах V-I графики \(R\) и 1/\(R\) будут выглядеть совершенно одинаково, т.е. в обоих случаях выражаются прямыми, проходящими через начало координат. Конкретное название определяется только желанием: если ток зависит от напряжения, то \(R\) , если напряжение от тока, то 1/\(R\) ].

Хотелось бы предостеречь от активного использования этого метода. Обратите внимание, характеристические кривые полевых транзисторов имеют большой разброс. Для показанного на рис. 3.41 2N5458 спецификация допускает для \(I_\) диапазон 2. 9 mA ( и –1. –7V для напряжения отсечки \(V_\) ). Среди транзисторов экстремальные экземпляры встречаются нечасто, а в каждой конкретной партии обычно наблюдается хорошая повторяемость. Скажем, исследование группы из 10 шт. 2N5458 ( рис. 3.41 ) дало разброс рабочей точки от 1.52 до 1.74 V .

3.2.6.C Выходная амплитуда и усиление по напряжению

Выходную амплитуду можно найти так же, как это делалось в эмиттерном повторителе ( §2.3.3 ) через крутизну. Имеем: \(i_G\) пренебрежимо мал, \(v_S=R_Li_D\) , а \(i_D = g_mv_ = g_m(v_G — v_S)\) . Получаем: \[ v_S=\Big[\frac<1+R_L·g_m>\Big]v_G \quad \qquad \qquad \qquad \]

Отсюда усиление \[ G =\cfrac<1><1+\cfrac<1>> \quad \qquad \qquad \qquad [3.7] \]

Для \(R_L\)≫ 1/\(g_m\) можно получить хороший повторитель ( \(v_S≈v_G\) ) с усилением, приближающимся к единице, но всё же всегда меньшим неё. Для предложенного примера цифры далеки от теоретического предела. Измеренная крутизна равна \(g_m\)=1.9 mS , т.е. на нагрузке \(R_L\)=1 kΩ усиление по напряжению составило \(G_V\)=0.66 , что совсем не похоже на идеал. Более того, изменение крутизны вместе с амплитудой сигнала ведёт к нежелательной нелинейности. Возможным решением проблемы будет использование ПТ с большой крутизной или, что лучше, с «улучшителем крутизны» на биполярном транзисторе ( рис. 3.29F и ##§X3.2 ). Но, если внешняя нагрузка велика, красивым выходом будет использование активной подтяжки в виде источника тока ( см. §3.2.6.F ).

3.2.6.D Входной импеданс

Надежда на то, что истоковый повторитель на ПТ имеет бесконечный входной импеданс, по большей части оправдана, но некоторый ток утечки затвора ( см. §3.2.8 ) и входная ёмкость (см. табл. 3.7 на стр. 217 ) всё же имеются. Утечка затвора может превратиться в проблему при напряжениях сток-затвор, превышающих 5V ( рис. 3.49 ), поэтому надо внимательно читать справочные данные и при необходимости ограничивать \(V_\) каскодом.

АЧХ повторителя ограничивается входной ёмкостью и сопротивлением источника сигнала \(f_<3db>=1/(2πC_)\) , где \(C_=C_+C_+C_\) . Ёмкость затвор-исток \(C_\) обычно в 2. 5 раз больше чем ёмкость затвор-исток \(C_\) , но, к счастью, успешно давится до \((1-G_V)C_\) за счёт естественной вольтодобавки самого повторителя. [* Напряжение на истоке для идеального повторителя с \(G_V\)=1.0 повторяет напряжение на затворе, т.е. переменная составляющая на \(C_\) не воздействует, а нет сигнала — нет и влияния ёмкости ] . Если следовать советам, которые даются ниже, и удерживать \(G_V\) возле значения 1.0 , единственным параметром ПТ, влияющим на рабочую полосу останется \(C_\) . Применяя вольтодобавку в стоке можно снизить \(C_\) где-то в 5 раз. В результате «последним действующим лицом» драмы остаётся распределённая паразитная ёмкость \(C_\) . Но и её можно понизить, экранируя «охранными потенциалами» входные соединения ( т.е. используя выход повторителя для задания потенциала на экране сигнального кабеля, см. §5.15.3.D [* и §8.16.3.E ] ).

3.2.6.E Выходной импеданс

Приведённые выше соотношения для \(v_S\) — это именно то, что следует ожидать от повторителя с выходным импедансом 1/\(g_m\) ( можете повторить вычисления, предполагая, что напряжение на истоке прикладывается к последовательному соединению 1/\(g_m\) и сопротивлению нагрузки \(R_L\) ). Ситуация в точности повторяет эмиттерный повторитель, где выходной импеданс равен \(r_e\)=25 mV/\(I_C\) или 1/\(g_m\) . Легко показать, что и истоковый повторитель имеет выходной импеданс 1/\(g_m\) , вычислив ток истока для сигнала, который подаётся на выход схемы с заземлённым затвором ( рис. 3.42 ). Ток стока равен \(i_D=g_mv_=g_mv\) , следовательно, \[ r_=v/i_D=1/g_m \quad \qquad \qquad [3.8] \]

Рис. 3.42 Расчёт выходного импеданса истокового повторителя

Обычно речь идёт о нескольких сотнях ом при токе величиной несколько миллиампер 47 .

Повторители на ПТ не так эффективны [* не такие «жёсткие» и «проседают» под нагрузкой ] , как биполярные варианты, исключая область очень низких токов в подпороговой области, где крутизна некоторых полевых транзисторов приближается к цифрам биполярных приборов при том же токе, см. рис. 3.54 на стр. 168 .

В предложенном примере можно подсчитать усиление по напряжению и выходной импеданс только приблизительно, потому что основную сложность представляет выяснение зависимости \(I_D\) от \(V_\) . Здесь стоит подчеркнуть, что данные производителя в этом вопросе помочь не могут: для 2N5458 графиков нет, только для 2N5457 с меньшим рабочим током. Для 2N5458 указывается лишь \(g_m\) при токе \(I_\) , причём диапазон значений крутизны составляет от 1.5 до 5.5 mS . Ни по этим цифрам, ни по \(I_\) и \(V_\) вычислить рабочую крутизну нельзя, потому что невозможно сколь-нибудь точно определить рабочую точку для конкретного номинала резистора в истоке. Правильнее будет подстроить \(R_S\) до получения, скажем, \(I_D\)=1.6 mA , а затем воспользоваться тем фактом, что \(g_m∝\sqrt\) . При заданных границах \(I_\) и \(g_m\) ( при указанном \(I_\) ) рабочая величина \(g_m\) гарантированно попадает в зону 0.6–4.9 mS 48 . Измеренное значение \(g_m\) попало практически на среднее геометрическое от границ.

У схемы есть два недостатка.

1. Если выходной импеданс велик, сигнал на выходе будет существенно меньше входного даже для высокоомной нагрузки, потому что сам \(R_L\) в паре с импедансом истока формирует делитель. Более того, коли ток стока меняется вместе с напряжением сигнала, то и \(g_m\) вместе с выходным импедансом также будут меняться, внося в выходной сигнал искажения ( нелинейность ). Увеличение крутизны ПТ улучшает ситуацию, но комбинация из полевого и биполярного транзисторов ( «улучшитель крутизны» ) работает лучше ( см. рис. 3.29F ).
2. Из-за того, что \(V_\) , требуемое для задания рабочего тока имеет низкую производственную точность, истоковый повторитель будет иметь непредсказуемое постоянное смещение, что является серьёзным недостатком для схем, имеющих связь по постоянному току.

( Ещё одной проблемой является некоторая зависимость тока стока от напряжения сток-исток. Данное явление можно было бы назвать «эффект \(g_\)». Оно же не позволяет достичь идеального усиления G=1 . Тема развивается в §3.3.2 и Части X3 в главе «Полоса истокового повторителя с ёмкостной нагрузкой». )

Здесь удобное место, где можно осмотреться и осознать простую мысль: многие из схем данной части проще реализуются и лучше работают, если питаются от источника со средней точкой. Но часто отрицательное питание недоступно, и, следуя в русле разработки с учётом реальных ограничений ( что, к тому же, полезнее с методической точки зрения ), придётся бороться с дополнительными сложностями, привносимыми однополярным питанием. Но, если отрицательный источник имеется, им, конечно, надо пользоваться!

3.2.6.F Активная нагрузка

С помощью нескольких дополнительных элементов параметры истокового повторителя можно радикально улучшить. Разработка будет идти поэтапно ( рис. 3.43 ).

Рис. 3.43 Истоковый повторитель с единичным усилением на ПТ: от простого к лучшему

Во-первых, заменим нагрузочный резистор ( \(R_S\) на рис. 3.43A ) источником тока ( рис. 3.43B ). Как и ранее, источник тока можно рассматривать как \(R_S\) с бесконечным сопротивлением. Источник тока стабилизирует \(V_\) , снижая нелинейность. Есть изящный приём ( рис. 3.43B’ ), который реализует эту идею на биполярном транзисторе, выполняющем двойную работу: он обеспечивает низкий выходной импеданс и одновременно задаёт ток \(V_/R_B\) .

Схема по-прежнему имеет непредсказуемое ( и ненулевое ) смещение между входом и выходом — напряжение \(V_\) ( или \(V_+V_\) для схемы 3.43B’ ). Можно, конечно, подстроить источник тока под \(I_\) конкретного ПТ в первой схеме или \(R_B\) во второй. Решение плохое по двум причинам:

1. требуется индивидуальная подстройка каждого транзистора, и
2. даже при этом \(I_D\) может меняться в два раза для заданного \(V_\) в нормальном рабочем диапазоне температур.

Есть решение лучше: надо взять согласованную пару ПТ, позволяющую получить нулевое смещение ( рис. 3.43C ). \(Q_1\) и \(Q_2\) — согласованная однокристальная пара, например, LSK389 ( см. табл. 3.7 на стр. 217 ). \(Q_2\) является источником тока величиной \(I_\) , т.е. его напряжение \(V_\)= . Но транзисторы согласованы, значит [* при токе \(I_\) ] напряжение \(V_\) у обоих будет нулевым. Вуаля! \(Q_1\) — повторитель с нулевым смещением от входа к выходу. \(Q_1\) и \(Q_2\) — однокристальные, т.е. живут при одной температуре, и нулевой смещение будет сохраняться при любой температуре.

В схему 3.43C часто добавляют истоковые резисторы ( рис. 3.43D ). Такая модификация увеличивает предсказуемость \(I_D\) и позволяет использовать рабочий ток, меньший \(I_\) , причём истоковая дегенерация улучшает линейность. Если немного подумать, становится понятно, что одинаковые номиналы резисторов при согласованных \(Q_1\) и \(Q_2\) позволяют сохранить состояние \(V_=V_\) . Вариант 3.43G позволяет подстроить остаточную ( уже достаточно малую ) разницу между транзисторами. Для LSK389 указывается разница для наихудшего случая \(ΔV_\)=20 mV при токе 1 mA 49 .

Схема 3.43E добавляет на выход эмиттерный повторитель \(Q_3\) с подтяжкой в виде источника тока \(Q_5\) , а \(Q_4\) компенсирует падение \(V_\) , чтобы удержать разницу вход-выход около нуля.

В схемах 3.43A — 3.43D есть один общий недостаток: напряжение сток-исток меняется вместе с сигналом на входе, что тянет за собой несколько неприятных последствий. Вообразим, например, что схема 3.43C подключена к источнику ±10 V , а входной сигнал меняется от –5 до +5V . На положительном пике сигнала \(Q_1\) имеет напряжение сток-исток менее 5V , а у \(Q_2\) в то же время оно превышает 15 V . Ток стока ПТ при фиксированном \(V_\) немного меняется вместе с напряжением сток-исток ( см. §3.3.2 и ##§X3.4 ). Первым следствием будет отклонение от точного единичного коэффициента передачи и ( что ещё хуже ) появление нелинейности в пути передачи. А при напряжениях сток-исток, превышающих 5V ( см. рис. 3.49 на стр. 164 ), появится второе следствие — катастрофический рост тока затвора, т.е. серьёзное снижение входного импеданса.

Отличным решением этой (и других) проблемы является каскодное включение 3.43H . В схему добавлены \(Q_6\) и \(Q_7\) , которые не требуется согласовывать с остальными, но их \(V_\) должно быть больше, чем минимальное требуемое напряжение сток-исток транзисторов \(Q_1\) и \(Q_2\) . Каскодные транзисторы фиксируют напряжение сток-исток \(Q_1\) и \(Q_2\) на уровне собственного \(V_\) , которое соответствует рабочему току их стоков. Таким образом, \(Q_1\) и \(Q_2\) функционируют при постоянном низком \(V_\) , а все издержки от изменения сигнала на входе берут на себя каскодные транзисторы, закрывая обе проблемы, отмеченные выше. Результаты прямо таки драматические, что будет показано в учебном примере ниже.

Ещё одним улучшение повторителя на ПТ будет добавление «улучшителя крутизны» на npn транзисторе ( см. рис. 3.29F , где такой приём сильно повышает крутизну изначально посредственного усилительного каскада ). Приём особенно полезен, если повторитель работает на низкий импеданс. Тема продолжается в ##§X3.2.

ПТ могут выдержать большой прямой ток через p-n переход затвора, но легко повреждаются обратным пробоем. Если такая опасность существует, будет разумно добавить в затвор предохранительную цепь, как на рис. 3.43F . Последовательный резистор \(R_\) ограничивает ток через защитный диод \(D\) ( здесь нужна модель с малыми утечками, например, 1N3595 ). Можно использовать переход база-коллектор биполярного транзистора или диод затвор-канал ПТ, см. графики утечек диодов в обратном включении в ##§X1.7. Здесь есть столкновение интересов: большой \(R_\) хорошо ограничивает ток, но вносит большой тепловой шум — серьёзная проблема для малошумящих схем. Проблему легко решает обеднённый МОП транзистор [* со встроенным каналом ] , см. §5.15.4 .

Дальнейшее улучшение схемы возможно в направлении подачи выходного сигнала на внутренний экран входного кабеля, которое устраняет деструктивный эффект от сочетания ёмкости подводящего кабеля и высокого импеданса источника сигнала. [*]

[*]
[* Выходной сигнал следует за входным, т.е. на выходе — тот же сигнал, что и на входе, только от низкоимпедансного источника. Если подать его на экран входного кабеля, то у ёмкости кабеля на обеих обкладках ( центральная жила и экран ) будут одинаково меняющиеся потенциалы, значит, не будет изменения напряжения на ёмкости кабеля. А если нет изменения напряжения на обкладках — нет изменения заряда и влияния ёмкости на слабый сигнал от датчика, см. §8.16.3.E и §5.15.3.D ] .

3.2.6.G Учебный пример: повторитель на ПТ с малыми искажениями

Чтобы в цифрах оценить улучшения, приносимые источником тока в истоке и каскодом, было собрано три повторителя ( рис. 3.44 ) на LSK389 каждый. Схемы соответствуют вариантам 3.43A , 3.43D и 3.43H . Чтобы всё было по-настоящему, проверка проводилась чистым синусоидальным сигналом 1 kHz 50 с амплитудой, опасно близкой к уровню питания.

Рис. 3.44 Три кандидата на звание повторителя с самыми низкими искажениями

Схема с подтягивающим резистором ( рис. 3.44A ) показала ожидаемое смещение ( порядка 0.25 V в рабочей точке ) и уровень искажений порядка от 0.02% ( 1Vrms ) до 0.14% ( 5Vrms ). Не самые плохие цифры, особенно если учесть, что в схеме нет обратной связи. Результат оказался лучше ожидаемого. Практически все искажения вызваны уровнем 2-ой гармоники ( т.е. на 2\(f_\) )

Рис. 3.45 Результаты измерений уровня искажений по амплитуде для повторителей на ПТ рис. 3.44 при \(R_L\)=1 MΩ

Добавление согласованного транзистора с истоковой дегенерацией ( рис. 3.44B ) в качестве источника тока оказывает положительное воздействие на результаты: смещение около 10 mV , а измеренный коэффициент гармоник снизился на порядок ( 20 dB ). Теперь это практически полностью третья гармоника ( 3\(f_\) ). Схема глубоко вторглась в аудиоэльфийские земли. Добавим-ка ещё и каскод ( напряжение затвор-исток J310 много больше, чем у \(Q_1\) , поэтому последний работает при \(V_\)≈2V ). Линейность подросла ещё на порядок ( 20 dB ), упёршись в нижний предел измерительной аппаратуры 51 . Низкое напряжение сток-исток \(Q_<1a>\) , созданное каскодом, гарантирует заодно низкий входной ток 52 .

3.2.7 ПТ в качестве переменного резистора

На рис. 3.21 показаны области рабочих характеристик ПТ ( ток стока от \(V_\) для некоторого набора \(V_\) ), как для нормального ( «насыщенного» ) режима, так и в «линейной» зоне при малых \(V_\) . Аналогичные пары графиков давались и для МОП транзисторов ( рис. 3.2 ). Графики зависимости \(I_D\)—\(V_\) для напряжений сток-исток, меньших \((V_-V_

)\) , являются почти прямыми линиями и проходят через нуль в обе стороны. Таким образом, прибор можно использовать в качестве резистора, управляемого напряжением, для сигналов небольшой амплитуды обеих полярностей. Из соотношений для \(I_D\) и \(V_\) в линейной области ( §3.1.4 и [3.1] ) легко найти отношение \(I_D/V_\) :

Последний член отвечает за нелинейность, т.е. за отклонение от чисто резистивного закона ( сопротивление не должно зависеть от напряжения ). Таким образом, для напряжений на стоке, которые гораздо меньше, чем рабочее воздействие на затвор ( разница между \(V_\) и \(V_

\) ), т.е. при \(V_→\) , последнее слагаемое становится несущественным, и ПТ становится похож на резистор

\(Κ\) — индивидуальный параметр конкретного транзистора, неизвестный заранее, поэтому удобнее будет переписать [3.10] как:

\[ r_ ≈ r_·\frac — V_

>> \quad \qquad \qquad \qquad \qquad [3.11] \] где \(r_\) при некотором \(V_G\) выражается через известное сопротивление \(r_\) при каком-то другом напряжении на затворе \(V_\) .

Упражнение 3.2
Напишите вывод этого масштабирующего правила.

Из всех формул видно, что проводимость ( 1/\(r_\) ) пропорциональна воздействию на затвор ( т.е. величине, на которую напряжение на затворе превышает пороговый уровень ). Ещё один полезный факт: \(r_\)=1/\(g_m\) , т.е. сопротивление канала в линейной области является величиной, обратной крутизне в области насыщения . Это полезно учитывать, потому что какая-то из этих величин ( или \(r_\) , или \(g_m\) ) практически всегда есть в справочных данных.

Упражнение 3.3
Покажите, что \(r_\)=1/\(g_m\) . Для этого надо найти крутизну из формулы тока насыщения стока в §3.1.4 .

Обычные диапазоны сопротивлений, которые можно получить с помощью ПТ, лежат от нескольких десятков ом ( от единиц миллиом для мощных МОП приборов ) и вплоть до разрыва цепи. Типичной областью использования является схема АРУ ( AGC ), меняющая коэффициент передачи усилительного звена ( используя обратную связь ), чтобы удержать выход в линейной области. В такого рода устройствах нужно ставить ПТ в точке с небольшим изменением сигнала ( менее 200 mV ).

Диапазон \(V_\) , в котором ПТ ведёт себя как хороший резистор, зависит от конкретного экземпляра и округлённо равен разнице между напряжением на затворе и пороговым уровнем. Уровень нелинейности близок к 2% для \(V_\) . Схема использует согласованные транзисторы для обхода проблем со смещением и уходом рабочей точки [* см. упражнение 2.28 ] . На очень высоких частотах ( 100 MHz и выше ) те же задачи выполняет чисто пассивный «балансный смеситель» .

Важно помнить, что в режиме сопротивления — для небольших колебаний \(V_\) в районе ±0V — ПТ выглядит как хороший резистор в двух диагональных квадрантах графика V-I . В таком режиме нет падений на p-n переходе, напряжений насыщения и т.п. вещей, требующих внимания. Позднее будут представлены операционные усилители и микросхемы КМОП логики, использующие это приятное свойство для получения выхода, насыщающегося точно на уровне питания.

3.2.8 Ток затвора ПТ

Ранее говорилось, что у полевых транзисторов, как с p-n переходом, так и МОП моделей, установившийся ток затвора равен нулю. Это самое важное их свойство, которое используется в усилителях и повторителях для высокоимпедансных сигналов, описанных выше. Но оно же необходимо и в схемах аналоговых ключей и цифровой логике, разбирающейся ниже.

Как это всегда бывает, на некотором уровне подробностей какой-то ток, конечно, появляется. Разобраться с темой необходимо, потому что примитивная модель с нулевым током рано или поздно подведёт разработчика. Некоторый ток затвора появляется из-за действия нескольких эффектов.

1. Даже в МОП транзисторах изолятор из двуокиси кремния не идеален и вызывает появление тока утечки на уровне пикоампер.
2. В ПТ с p-n переходом «изолятор» — на самом деле обратно смещённый диод, полученный таким же легированием и имеющий те же проблемы с током утечки, что и у обычных диодов.
3. ПТ с p-n переходом ( n-канальные особенно ) подвержены действию так называемой «ударной ионизации» , увеличивающей ток затвора до впечатляющих уровней.
4. Наконец, самая важная для высокочастотных устройств составляющая — динамический ток затвора. Он появляется во всех ПТ, когда меняющийся сигнал прикладывается к ёмкости затвора. Здесь, как и в обычных биполярных транзисторах, возникает эффект Миллера 53 . Данная тема подробно разбирается в §3.5 ( §3.5.4 ).

В большинстве случаев входной ток затвора пренебрежимо мал по сравнению с током базы биполярного транзистора. Но бывают ситуации, когда у полевого прибора ток будет больше , чем у биполярного. Взглянем на цифры.

3.2.8.A Утечка затвора

Входной импеданс усилителя или повторителя на полевом транзисторе определяется током утечки затвора. В справочных данных на ПТ с переходом обычно указывается напряжение пробоя \(BV_\) , определяемое как напряжение затвор-канал ( сток и исток закорочены ), при котором ток затвора достигает 1 μA . Для более низких напряжений затвор-канал, ток утечки затвора \(I_\) , измеренный с закороченными выводами стока и истока, существенно меньше и быстро падает в пикоамперный диапазон по мере удаления от напряжения пробоя. В МОП транзисторах пробой изоляции — состояние недопустимое [* и необратимое ] . Здесь утечка затвора определяется как некоторое максимальное значение при заданном напряжении затвор-канал. Для интегральных усилителей со входным каскадом на ПТ используется сбивающий с толку термин «входной ток» ( \(I_B\) ), которым обозначается ток утечки. Обычные цифры лежат в пикоамперном диапазоне.

Токи утечки при комнатной температуре измеряются пикоамперами, но быстро ( экспоненциально ) увеличиваются с её ростом, удваиваясь каждые 10°C . В противоположность полевым, в биполярных транзисторах ток базы током утечки не является и с ростом температуры даже немного уменьшается . Разница видна на рис. 3.48 , где приводятся графики зависимости входных токов от температуры для нескольких типов ОУ. Для моделей с ПТ характерны очень низкие цифры для комнатной температуры и ниже. Но эти цифры быстро растут с ростом температуры, пересекая в какой-то момент графики ОУ с хорошо сделанными входными каскадами на биполярных транзисторах ( LM10, LT1012 ). Правда, такие биполярные ИМС вместе с «премиальным» сегментом ОУ на ПТ ( OPA111, OPA627 ) стоят достаточно дорого. Для сравнения на картинку добавлены дешёвые массовые модели LM358 и LF411, чтобы дать представление о том, чего можно ждать от повседневного расходного материала с ценой меньше доллара.

Рис. 3.48 Входной ток операционных усилителей со входными каскадами на ПТ является током утечки, который удваивается каждые 10°C . Такие ОУ ( сплошные линии ) легко обнаруживаются по характерному подъёму на графике

3.2.8.B Ток ударной ионизации

Вдобавок к обычным свойствам тока утечки n-канальные ПТ подвержены существенному росту токов затвора при работе с большим напряжением \(V_\) и большим током стока ( в справочных данных токи утечки указываются для волшебных \(V_\)= и \(I_D\)= (!) ). Рис. 3.49 показывает, что происходит. Ток утечки остаётся рядом с \(I_\) , пока напряжение сток-затвор не достигнет критической величины, после чего начинает резко увеличиваться. Дополнительный ток «ударной ионизации» пропорционален току стока и экспоненциально зависит от напряжения и температуры. Начинается такой подъём при напряжении сток-затвор на уровне 25% от \(BV_\) и может дорасти до микроамперов. «Высокоимпедансный» буфер с микроамперными входными токами никому не нужен, но это именно то, что получается из BF862 в режиме повторителя с током стока 1 mA и питанием 20 V .

Рис. 3.49 Токи утечки затвора ПТ ужасающе растут при больших напряжениях сток-затвор и начинают зависеть от тока стока, что хорошо видно на графиках для отличного во всём остальном n-канального BF862

Дополнительный ток затвора — свойство, поражающее в первую очередь n-канальные ПТ, возникает при больших напряжениях сток-затвор. Ситуация исправляется:

1. снижением напряжения сток-затвор за счёт каскода или уменьшения питающего напряжения,
2. использованием p-канального моделей, у которых эффект выражен гораздо слабее или
3. использованием МОП транзисторов.

Самое главное знать об этой ловушке, чтобы не попасть в неё случайно.

3.2.8.C Динамический ток затвора

Утечка затвора проявляется на постоянном токе. Но схема управления затвором должна выдавать и ток переходного режима , потому что существует ещё ёмкость затвора. Возьмём, например, усилитель с общим истоком. В точности, как в биполярных вариантах, в нём есть входная ёмкость \(C_\) , подключённая к земле, и ёмкость обратной связи \(C_\) , которую многократно увеличивает действие эффекта Миллера. В полевых транзисторах емкостные эффекты проявляются сильнее, чем в биполярных, на что есть две причины. Во-первых, ПТ используют там, где нужен низкий входной ток, поэтому эффект от воздействия токов перезарядки заметнее. Во-вторых, ёмкость полевых транзисторов обычно гораздо выше, чем биполярных.

Чтобы оценить воздействие ёмкости, рассмотрим усилитель на ПТ для источника сигнала с сопротивлением 100 kΩ . На постоянном токе проблем нет, потому что пикоамперный ток создаст на источнике падение всего микровольт. Но на частоте, скажем, 1 MHz входная ёмкость 5 pF превратится в шунтирующее сопротивление 30 kΩ , серьёзно ослабляя сигнал. В общем случае любой усилитель будет иметь проблемы с высокоимпедансными сигналами на высоких частотах. Обычным решением данной проблемы является переход на низкоимпедансные источники ( например, активно используемые 50Ω ) или использование настроенной LC цепи, компенсирующей емкостную составляющую. Основной факт, требующий осмысления: на высоких частотах вход усилителя на ПТ совсем не похож на импеданс 10 12 Ω .

Другой пример. Мощный МОП транзистор переключает 5-амперную высоковольтную нагрузку ( мощных ПТ с p-n переходом нет ) в схеме, подобной рис. 3.50 . Кто-то, возможно, решит, что затвором можно управлять с выхода цифровой логики, например серии 4000, дающей 1 mA с размахом от до +10 V . На самом деле такой подход ужасен, потому что 1 mA в затвор ёмкостью 200 pF ( для IRF740 с учётом ёмкости обратной связи ) растянет время переключения до неторопливых 50 μs 54 .

Рис. 3.50 Пример для динамического тока затвора: быстрое переключение нагрузки

Но на этом дело не заканчивается. Динамический ток затвора ( \(I_G=CdV_D/dt\) ) отразится обратно в выходной каскад логического элемента [* см. замечание в §3.5.4.B ] и, вероятно, разрушит его за счёт эффекта «тиристорного защёлкивания» ( подробнее о тиристорном защёлкивании говорится в Части 10 и 11 ). Чтобы не допустить подобного развития событий между драйвером и затвором ставят резистор ( на схеме 3.50 он не показан [* зато есть на рис. 3.96A ] ). Мощные биполярные транзисторы имеют несколько меньшую входную ёмкость и, соответственно, меньший динамический выходной ток ( хотя порядок тот же ). Но когда разрабатывается схема управления мощным биполярным транзистором, проектировщик предполагает выдать в базу несколько сотен миллиампер через пару Дарлингтона или что-нибудь подобное, а от полевого транзистора ждут низкого тока. В этом примере потребуется закачать несколько ампер тока в затвор, чтобы получить от МОП транзистора те 25 ns времени переключения, на которые он способен. Замечаете, как потускнел блеск огромного входного импеданса ?

Упражнение 3.4
Оцените время переключения для схемы на рис. 3.50 с током затвора 1A , предполагая, что
(a) средняя ёмкость обратной связи составляет 200 pF или ( точнее )
(b) требуемый заряд переключения равен 40 nC .

47 На практике удобнее измерять выходной импеданс повторителя, подавая ток в цепь истока и измеряя напряжение на истоке, как на рис. 3.42B . Ток можно получить от генератора сигналов с последовательным резистором \(R_\) , существенно большего номинала, чем \(r_\) . Напряжение сигнала \(v_\) должно быть небольшим, скажем ∼50 mV , тогда формула даст величину \(r_\) . 48 Фактически диапазон может быть Уже ожидаемого, потому что \(g_m\) и \(I_\) коррелируют: экземпляры ПТ с необычно высокой величиной \(g_m\) одновременно попадают и на верхнюю границу \(I_\) . 49 Но здесь есть коварная ловушка. Данные по смещению предполагают одинаковость напряжений сток-исток согласованных транзисторов, но в схеме 3.43D два \(V_\) различаются, причём разница зависит от уровня входного сигнала относительно шины питания. Чтобы оценить получающееся смещение в повторителе надо знать выходную проводимость ( \(g_\) ), т.к. она вызывает появление смещения вход-выход, пропорционально разнице \(V_\) . В справочных данных нужных цифр нет, но по измерениям авторов ( см. табл. 3.7 на стр. 217 ) речь идёт о \(g_\)≈100 μS , т.е. смещение повторителя будет \(ΔV=ΔV_\)/Gmax. В данном случае речь идёт о ∼60 mV для разницы \(ΔV_\)=10 V , что больше максимальной ошибки в неподстроенной паре 20 mV ( при одинаковых напряжениях \(V_\) ). Как исправить? Применяйте каскод ( рис. 3.43H ), чтобы удержать \(V_\) каждого транзистора на постоянном уровне. Поаплодируем ещё раз этой замечательной конфигурации. 50 Полученные с генератора с «ультранизкими искажениями» SRS DS360 искажения контролировались анализатором ShibaSoku 725B и составили 0.0003% . 51 Генератор с eBay, а анализатор с барахолки MIT. 52 Столь низкий уровень искажений получен при высокоомной нагрузке. Если требуется заметный выходной ток, потребуется «улучшитель крутизны» для \(Q_<1a>\) , см. ##§X3.2 и ##§X3.4. 53 В предельных случаях, например, при переключении высоковольтных силовых цепей от драйвера затвора могут потребоваться амперы для изменения состояния силового МОП транзистора за время, исчисляемое наносекундами. Эффект, как видим, вполне заметный. 54 Такой взгляд на ситуацию излишне огрубляет картинку, т.к. на самом деле ёмкость обратной связи быстро меняется вместе с напряжением на стоке (см. §3.5.4.A ). При расчётах на малом сигнале использовать константное значение \(C_\) можно, но в переключаемых схемах, подобных рассматриваемой, требуется использовать данные по заряду затвора , который учитывает нелинейный характер ёмкости. В предложенном примере заряд затвора \(Q_G\)≈40 nC , и время переключения при динамическом токе управления \(i\)=1 mA составит \(t=Q_G/i\)=40 μs .

Источник